А. Красько - Схемотехника аналоговых электронных устройств

• Название: Схемотехника аналоговых электронных устройств
• Автор: А. Красько
• Издательство: Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники
• Жанр: Все книги в жанре Компьютерное "железо"
• Год: 2005

В учебном пособии рассмотрены теоретические основы и принципы действия аналоговых устройств на биполярных и полевых транзисторах. Анализируются основные схемы, используемые в аналоговых трактах типовой радиоэлектронной аппаратуры, приводятся расчетные формулы, позволяющие определить элементы принципиальных схем этих устройств по требуемому виду частотных, фазовых и переходных характеристик. Излагаются основы построения различных функциональных устройств на основе операционных усилителей. Рассмотрены так же ряд специальных вопросов с которыми приходится сталкиваться разработчикам аналоговых электронных устройств – оценка нелинейных искажений, анализ устойчивости, чувствительности и др.

Пособие предназначено для студентов, обучающихся по направлениям подготовки 552500, 654200 – «Радиотехника», 654100 – «Электроника и микроэлектроника», и может быть полезно для преподавателей и научных работников.

---

Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области НЧ (БВ) путем уменьшения емкости Cрос. Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области НЧ (БВ).

Механизм действия ∥ООСН в каскаде на ПТ с ОИ (схема не приводится ввиду совпадения ее топологии рисунку 3.5) во многом идентичен только что рассмотренному. Приведем расчетные соотношения для основных параметров каскада на ПТ с ∥ООСН:

,

т.к. S0Rос>>1, Rэкв=Rс∥Rн.

Как правило, Rос>Rэкв и K0>>1, тогда

т.к. чаще всего S0Rг>>1.

Все вышесказанное о влиянии ∥ООСН на АЧХ (ПХ) каскада на БТ справедливо и для каскада на ПТ.

∥ООСН обычно применяют тогда, когда требуется понизить входное сопротивление каскада, что необходимо во входных каскадах УУ, работающих в низкоомном согласованном тракте передачи.

3.5. Параллельная ООС по току

На рисунке 3.6 приведена схема двухкаскадного усилителя, охваченного общей параллельной ООС по току (∥ООСТ), которая вводится в усилитель путем включения резистора Rос.

Рисунок 3.6. Усилитель с общей ∥ООСТ

Напряжение ОС снимается с резистора Rэ2, включенного последовательно с нагрузкой усилителя. Напряжение ОС, пропорциональное выходному току усилителя, образует ток Iос, протекающий через Rос. Во входной цепи УУ происходит алгебраическое сложение токов Iвх и Iос. Поскольку ∥ООСТ применяется в основном в усилителях тока, то логично оценить ее воздействие на коэффициент усиления по току:

KI ОС = KI/FI,

где FI=1+βIKI — глубина ОС по току.

Если принять, что KI усилителя без ОС велик и источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление (т.е. представляет собой источник тока), то KI ОС≈(Rос+Rэ2)/Rэ2. Если Rос>>Rэ2, то KI ОС≈Rос/Rэ2. Следовательно, ∥ООСТ стабилизирует коэффициент передачи по току УУ.

Входное сопротивление УУ с ОС определяется способом подачи сигнала ОС во входную цепь, поэтому:

RвхОС = Rвх/FI.

Выходное сопротивление УУ с ОС определяется способом снятия сигнала ОС в выходной цепи, поэтому:

RвыхОС ≈ Rвых·FI.

Описанный усилитель целесообразно выполнить в виде ИМС с внешней цепью ОС, что позволяет в широких пределах изменять его характеристики.

3.6. Дополнительные сведения по ОС

3.6.1. Комбинированная ООС

В УУ возможно применение различных видов ООС одновременно. Характерным примером в этом отношении является каскад с ОЭ и комбинированной ООС (рисунок 3.7) — ПООСТ за счет R1 и ∥ООСН за счет R2.

Применение подобной комбинированной ООС (КООС) целесообразно в случае выполнения усилителя в виде гибридно-пленочной ИМС, поскольку резисторы, выполненные по толсто- или тонкопленочной технологии имеют уход параметров в одну сторону (в плюс или минус). Влияние R1 и R2, например, на коэффициент усиления противоположны по знаку, поэтому одновременное их уменьшение или увеличение практически не скажется на результирующем коэффициенте усиления.

Рисунок 3.7. Усилительный каскад с комбинированной ООС

При приближенном анализе каскада с КООС следует учитывать, что коэффициент усиления будет в основном определяться ПООСТ, а Rвх и Rвых — ∥ООСН, поэтому:

K0 ОС ≈ K0/F1,

где gос=1/[rб+(1+H21э)·(rэ+Δr+R1)], S0ОС=S0/F1, F1=1+S0R1.

Более подробно анализ каскадов с КООС представлен в [8].

3.6.2. Многокаскадные усилители с ООС

Для получения ООС в УУ необходимо, чтобы суммарный фазовый сдвиг φ, вносимый усилителем и цепью ОС, был равен 180° во всем диапазоне рабочих частот. В многокаскадном усилителе это требование обычно выполняется, строго говоря, только на одной частоте. На остальных частотах, особенно на границах и за пределами полосы рабочих частот АЧХ, j≠180°. Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых реактивными элементами схемы усилителя, причем эти сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей цепью ООС. При дополнительном фазовом сдвиге 180°, j=360° (баланс фаз), ООС превратится в ПОС, и, если βК>>1 (баланс амплитуд), усилитель превратится в генератор.

Теоретически одно- и двухкаскадный усилитель с частотно-независимой ООС устойчив при любой глубине ОС, трехкаскадный — при F≤9, однако практически, с учетом запаса по устойчивости и возможностью дополнительных фазовых сдвигов, рекомендуют брать F≤5 для однокаскадного, F≤4 для двух и F≤3 для трехкаскадного усилителя, охваченного общей ООС. Не рекомендуется охватывать общей ООС более трех каскадов, если же это необходимо, то возможно использование специальных корректирующих цепей, которые будут рассмотрены в подразделе 6.6.

3.6.3. Паразитные ОС в многокаскадных усилителях

Т.к. для различных каскадов многокаскадного усилителя обычно применяют один и тот же источник питания, то из-за наличия его внутреннего сопротивления ZП (рисунок 3.8) в усилителе возникают паразитные (нежелательные) ОС. Переменная составляющая тока каскадов (преимущественно оконечного) создает на ZП переменную составляющую UП, которая поступает в цепи питания предыдущих каскадов и тем самым замыкает сразу несколько петель паразитных ОС, что может привести к самовозбуждению.

 Для недопущения самовозбуждения необходимо, чтобы петлевое усиление βК<1 (если принять запас устойчивости в два раза, то βК<0,5). При уменьшении запаса устойчивости возможно увеличение неравномерности АЧХ и ФЧХ из-за увеличения глубины паразитной ПОС FП. Полагая, что неравномерность АЧХ усилителя возрастает приблизительно в FП раз и, ограничившись неравномерностью АЧХ порядка 0,5 дБ (1,06 раза), получаем допустимое петлевое усиление любой петли паразитной ОС βК<0,06, т.е. требования к глубине паразитных ОС, вытекающие из условия стабильности характеристик, гораздо жестче, чем из условия стабильности.

Самым эффективным и достаточно простым способом, исключающим сложных стабилизированных источников питания, является применение развязывающих (устраняющих ОС) фильтров, состоящих из Rф и Cф и включаемых последовательно или параллельно источнику питания (рисунки 3.8 и 3.9).

Рисунок 3.8. Усилитель с последовательным включением фильтров развязки по питанию

Рисунок 3.8. Усилитель с параллельным включением фильтров развязки по питанию

Фильтры включаются на пути обратной передачи в петле ОС и создают делитель переменного напряжения, сопротивления плеч которого равны Rф и XCф. Ослабление делителем напряжения паразитной ОС на нижней граничной частоте характеризуется коэффициентом развязки

откуда

Номинал резистора Rф определяется требуемым напряжением питания предварительных каскадов, которое, как правило, меньше, чем у оконечного.

 Кроме ослабления паразитных ОС, развязывающие фильтры одновременно сглаживают пульсации напряжения питания с частотой 50 и 100 Гц, если усилитель питается от сетевого выпрямителя. Уровень напряжения на выходе усилителя задают, исходя из требования, чтобы в любой точке УУ амплитуда напряжения фона, добавляющегося к основному сигналу, была бы, по меньшей мере, в (2…3)D раз меньше максимальной амплитуды последнего, D — динамический диапазон УУ.

4. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ